Når det gjelder hvorfor uttømmingsmodusMOSFET-erikke brukes, anbefales det ikke å komme til bunns i det.
For disse to forbedringsmodus-MOSFET-ene er NMOS mer vanlig brukt. Årsaken er at på-motstanden er liten og enkel å produsere. Derfor brukes NMOS generelt til å bytte strømforsyning og motordrivapplikasjoner. I den følgende introduksjonen er NMOS mest brukt.
Det er en parasittisk kapasitans mellom de tre pinnene til MOSFET. Dette er ikke det vi trenger, men er forårsaket av begrensninger i produksjonsprosessen. Eksistensen av parasittisk kapasitans gjør det mer plagsomt når du designer eller velger en drivkrets, men det er ingen måte å unngå det på. Vi vil introdusere det i detalj senere.
Det er en parasittisk diode mellom avløpet og kilden. Dette kalles kroppsdioden. Denne dioden er veldig viktig når du driver induktive belastninger (som motorer). Forresten, kroppsdioden eksisterer bare i en enkelt MOSFET og finnes vanligvis ikke inne i en integrert kretsbrikke.
2. MOSFET-ledningsegenskaper
Ledende betyr å fungere som en bryter, som tilsvarer at bryteren lukkes.
Karakteristisk for NMOS er at den vil slå seg på når Vgs er større enn en viss verdi. Den er egnet for bruk når kilden er jordet (low-end drive), så lenge portspenningen når 4V eller 10V.
Egenskapene til PMOS er at den vil slå seg på når Vgs er mindre enn en viss verdi, noe som passer for situasjoner der kilden er koblet til VCC (high-end drive). Imidlertid, selv omPMOSkan enkelt brukes som en avansert driver, NMOS brukes vanligvis i avanserte drivere på grunn av stor motstand, høy pris og få erstatningstyper.
3. Tap av MOS-svitsjrør
Enten det er NMOS eller PMOS, er det en på-motstand etter at den er slått på, så strømmen vil forbruke energi på denne motstanden. Denne delen av energien som forbrukes kalles ledningstap. Å velge en MOSFET med liten på-motstand vil redusere ledningstap. Dagens laveffekt MOSFET-motstand er generelt rundt titalls milliohm, og det er også flere milliohm.
Når MOSFET slås på og av, må den ikke fullføres umiddelbart. Spenningen over MOS har en synkende prosess, og den flytende strømmen har en økende prosess. I denne perioden harMOSFET sinetap er produktet av spenning og strøm, som kalles koblingstap. Vanligvis er koblingstap mye større enn ledningstap, og jo raskere koblingsfrekvens, jo større tap.
Produktet av spenning og strøm i ledningsøyeblikket er veldig stort, noe som forårsaker store tap. Å forkorte koblingstiden kan redusere tapet under hver ledning; reduksjon av byttefrekvensen kan redusere antall brytere per tidsenhet. Begge metodene kan redusere byttetap.
Bølgeformen når MOSFET er slått på. Det kan sees at produktet av spenning og strøm i ledningsøyeblikket er veldig stort, og tapet som forårsakes er også veldig stort. Å redusere koblingstiden kan redusere tapet under hver ledning; reduksjon av byttefrekvensen kan redusere antall brytere per tidsenhet. Begge metodene kan redusere byttetap.
4. MOSFET-driver
Sammenlignet med bipolare transistorer, er det generelt antatt at det ikke kreves strøm for å slå på en MOSFET, så lenge GS-spenningen er høyere enn en viss verdi. Dette er enkelt å gjøre, men vi trenger også fart.
Det kan sees i strukturen til MOSFET at det er en parasittisk kapasitans mellom GS og GD, og driften av MOSFET er faktisk ladningen og utladingen av kondensatoren. Lading av kondensatoren krever en strøm, fordi kondensatoren kan betraktes som en kortslutning i ladeøyeblikket, slik at den momentane strømmen vil være relativt stor. Det første du bør være oppmerksom på når du velger/designer en MOSFET-driver, er mengden øyeblikkelig kortslutningsstrøm den kan gi. ?
Den andre tingen å merke seg er at NMOS, som vanligvis brukes til avansert kjøring, trenger at portspenningen er større enn kildespenningen når den er slått på. Når den høysidedrevne MOSFET-en er slått på, er kildespenningen den samme som dreneringsspenningen (VCC), så portspenningen er 4V eller 10V større enn VCC på dette tidspunktet. Hvis du ønsker å få en spenning større enn VCC i samme system, trenger du en spesiell boost-krets. Mange motordrivere har integrerte ladepumper. Det bør bemerkes at en passende ekstern kondensator bør velges for å oppnå tilstrekkelig kortslutningsstrøm til å drive MOSFET.
4V eller 10V nevnt ovenfor er påslagsspenningen til vanlig brukte MOSFET-er, og selvfølgelig må en viss margin tillates under design. Og jo høyere spenningen er, desto raskere er ledningshastigheten og jo mindre ledningsmotstanden. Nå er det MOSFET-er med mindre ledningsspenninger som brukes i forskjellige felt, men i 12V elektroniske bilsystemer er generelt 4V ledning nok.
For MOSFET-driverkretsen og dens tap, se Microchips AN799 Matching MOSFET-drivere til MOSFETs. Det er veldig detaljert, så jeg skal ikke skrive mer.
Produktet av spenning og strøm i ledningsøyeblikket er veldig stort, noe som forårsaker store tap. Å redusere koblingstiden kan redusere tapet under hver ledning; reduksjon av byttefrekvensen kan redusere antall brytere per tidsenhet. Begge metodene kan redusere byttetap.
MOSFET er en type FET (den andre er JFET). Den kan gjøres til forbedringsmodus eller utarmingsmodus, P-kanal eller N-kanal, totalt 4 typer. Imidlertid er det kun N-kanals MOSFET i forbedringsmodus som brukes. og forbedringstype P-kanal MOSFET, så NMOS eller PMOS refererer vanligvis til disse to typene.
5. MOSFET-applikasjonskrets?
Den viktigste egenskapen til MOSFET er dens gode svitsjeegenskaper, så den er mye brukt i kretser som krever elektroniske brytere, for eksempel bytte av strømforsyninger og motordrift, samt lysdemping.
Dagens MOSFET-drivere har flere spesielle krav:
1. Lavspenningsapplikasjon
Når du bruker en 5V strømforsyning, hvis en tradisjonell totempolstruktur brukes på dette tidspunktet, siden transistoren har et spenningsfall på ca. 0,7V, er den faktiske sluttspenningen på porten bare 4,3V. På dette tidspunktet velger vi den nominelle porteffekten
Det er en viss risiko ved bruk av en 4,5V MOSFET. Det samme problemet oppstår også ved bruk av 3V eller andre lavspente strømforsyninger.
2. Bred spenningsapplikasjon
Inngangsspenningen er ikke en fast verdi, den vil endre seg med tiden eller andre faktorer. Denne endringen fører til at drivspenningen som leveres av PWM-kretsen til MOSFET-en, er ustabil.
For å gjøre MOSFET-er trygge under høye portspenninger, har mange MOSFET-er innebygde spenningsregulatorer for å kraftig begrense amplituden til portspenningen. I dette tilfellet, når den oppgitte drivspenningen overstiger spenningen til spenningsregulatorrøret, vil det forårsake stort statisk strømforbruk.
Samtidig, hvis du bare bruker prinsippet om motstandsspenningsdeling for å redusere gatespenningen, vil MOSFET fungere bra når inngangsspenningen er relativt høy, men når inngangsspenningen reduseres, vil gatespenningen være utilstrekkelig, noe som forårsaker ufullstendig ledning, og øker dermed strømforbruket.
3. Dobbel spenningsapplikasjon
I noen kontrollkretser bruker den logiske delen en typisk 5V eller 3,3V digital spenning, mens strømdelen bruker en spenning på 12V eller enda høyere. De to spenningene er koblet til en felles jord.
Dette reiser et krav om å bruke en krets slik at lavspenningssiden effektivt kan kontrollere MOSFET på høyspentsiden. Samtidig vil MOSFET på høyspentsiden også møte problemene nevnt i 1 og 2.
I disse tre tilfellene kan ikke totempælestrukturen oppfylle utgangskravene, og mange off-the-shelf MOSFET-driver-ICer ser ikke ut til å inkludere gatespenningsbegrensende strukturer.
Så jeg designet en relativt generell krets for å møte disse tre behovene.
?
Driverkrets for NMOS
Her vil jeg bare gjøre en enkel analyse av NMOS-driverkretsen:
Vl og Vh er henholdsvis low-end og high-end strømforsyninger. De to spenningene kan være like, men Vl bør ikke overstige Vh.
Q1 og Q2 danner en omvendt totempæl for å oppnå isolasjon samtidig som de sikrer at de to driverrørene Q3 og Q4 ikke slås på samtidig.
R2 og R3 gir PWM-spenningsreferansen. Ved å endre denne referansen kan kretsen opereres i en posisjon der PWM-signalbølgeformen er relativt bratt.
Q3 og Q4 brukes til å gi drivstrøm. Når de er slått på, har Q3 og Q4 bare et minimum spenningsfall på Vce i forhold til Vh og GND. Dette spenningsfallet er vanligvis bare rundt 0,3V, som er mye lavere enn Vce på 0,7V.
R5 og R6 er tilbakekoblingsmotstander som brukes til å prøve portspenningen. Den samplede spenningen genererer en sterk negativ tilbakemelding til basene av Q1 og Q2 til og med Q5, og begrenser dermed portspenningen til en begrenset verdi. Denne verdien kan justeres gjennom R5 og R6.
Til slutt gir R1 grunnstrømgrensen for Q3 og Q4, og R4 gir portstrømgrensen for MOSFET, som er grensen for isen til Q3 og Q4. Ved behov kan en akselerasjonskondensator kobles parallelt med R4.
Denne kretsen har følgende funksjoner:
1. Bruk lavsidespenning og PWM for å drive høyside MOSFET.
2. Bruk et PWM-signal med liten amplitude for å drive en MOSFET med høye gatespenningskrav.
3. Toppgrense for portspenning
4. Inngangs- og utgangsstrømgrenser
5. Ved å bruke passende motstander, kan svært lavt strømforbruk oppnås.
6. PWM-signalet inverteres. NMOS trenger ikke denne funksjonen og kan løses ved å plassere en inverter foran.
Når du designer bærbare enheter og trådløse produkter, er forbedring av produktytelsen og forlenget batterilevetid to problemer designere må møte. DC-DC-omformere har fordelene med høy effektivitet, stor utgangsstrøm og lav hvilestrøm, noe som gjør dem svært egnet for å drive bærbare enheter. For tiden er hovedtrendene i utviklingen av DC-DC-omformerdesignteknologi: (1) Høyfrekvent teknologi: Når svitsjefrekvensen øker, reduseres også størrelsen på svitsjomformeren, effekttettheten økes også kraftig, og den dynamiske responsen er forbedret. . Byttefrekvensen til laveffekt DC-DC-omformere vil stige til megahertz-nivået. (2) Lavutgangsspenningsteknologi: Med den kontinuerlige utviklingen av halvlederproduksjonsteknologi blir driftsspenningen til mikroprosessorer og bærbare elektroniske enheter lavere og lavere, noe som krever at fremtidige DC-DC-omformere gir lav utgangsspenning for å tilpasse seg mikroprosessorer. krav til prosessorer og bærbare elektroniske enheter.
Utviklingen av disse teknologiene har stilt høyere krav til utformingen av strømbrikkekretser. Først og fremst, ettersom koblingsfrekvensen fortsetter å øke, stilles det høye krav til ytelsen til svitsjeelementer. Samtidig må det finnes tilsvarende koblingselementdrivkretser for å sikre at koblingselementene fungerer normalt ved koblingsfrekvenser opp til MHz. For det andre, for batteridrevne bærbare elektroniske enheter, er arbeidsspenningen til kretsen lav (med litiumbatterier som et eksempel er arbeidsspenningen 2,5 ~ 3,6V), derfor er arbeidsspenningen til strømbrikken lav.
MOSFET har svært lav motstand og bruker lite energi. MOSFET brukes ofte som strømbryter i for tiden populære høyeffektive DC-DC-brikker. På grunn av den store parasittiske kapasitansen til MOSFET, er imidlertid portkapasitansen til NMOS-svitsjerør generelt så høy som titalls picofarads. Dette stiller høyere krav til utformingen av høyfrekvente DC-DC-omformer-svitsjerørsdriftkretser.
I lavspent ULSI-design finnes det en rekke CMOS- og BiCMOS-logiske kretser som bruker bootstrap boost-strukturer og drivkretser som store kapasitive belastninger. Disse kretsene kan fungere normalt med en strømforsyningsspenning lavere enn 1V, og kan operere med en frekvens på titalls megahertz eller til og med hundrevis av megahertz med en belastningskapasitans på 1 til 2pF. Denne artikkelen bruker en bootstrap boost-krets for å designe en drivkrets med drivkapasitet med stor belastningskapasitans som er egnet for DC-DC-omformere med lav spenning og høy svitsjfrekvens. Kretsen er designet basert på Samsung AHP615 BiCMOS-prosess og verifisert av Hspice-simulering. Når forsyningsspenningen er 1,5V og belastningskapasitansen er 60pF, kan driftsfrekvensen nå mer enn 5MHz.
?
MOSFET-svitsjeegenskaper
?
1. Statiske egenskaper
Som et bytteelement fungerer MOSFET også i to tilstander: av eller på. Siden MOSFET er en spenningskontrollert komponent, er dens arbeidstilstand hovedsakelig bestemt av gate-kildespenningen uGS.
Arbeidsegenskapene er som følger:
※ uGS＜ påspenningsspenning UT: MOSFET fungerer i avskjæringsområdet, drain-source-strømmen iDS er i utgangspunktet 0, utgangsspenningen uDS≈UDD, og MOSFET er i "av"-tilstand.
※ uGS>Turn-on spenning UT: MOSFET fungerer i ledningsområdet, drain-source strøm iDS=UDD/(RD+rDS). Blant dem er rDS drain-source motstanden når MOSFET er slått på. Utgangsspenningen UDS=UDD?rDS/(RD+rDS), hvis rDS＜＜RD, uDS≈0V, er MOSFET i "på"-tilstand.
2. Dynamiske egenskaper
MOSFET har også en overgangsprosess når du bytter mellom på og av tilstander, men dens dynamiske egenskaper avhenger hovedsakelig av tiden som kreves for å lade og utlade strøkapasitansen relatert til kretsen, og ladeakkumuleringen og utladingen når selve røret er på og av Dissipasjonstiden er veldig liten.
Når inngangsspenningen ui endres fra høy til lav og MOSFET-en endres fra på-tilstand til av-tilstand, lader strømforsyningen UDD strøkapasitansen CL gjennom RD, og ladetidskonstanten τ1=RDCL. Derfor må utgangsspenningen uo gå gjennom en viss forsinkelse før den endres fra lavt nivå til høyt nivå; når inngangsspenningen ui endrer seg fra lav til høy og MOSFET endres fra av-tilstand til på-tilstand, går ladningen på strøkapasitansen CL gjennom rDS. Utladning skjer med en utladningstidskonstant τ2≈rDSCL. Man ser at utgangsspenningen Uo også trenger en viss forsinkelse før den kan gå over til et lavt nivå. Men fordi rDS er mye mindre enn RD, er konverteringstiden fra cut-off til ledning kortere enn konverteringstiden fra ledning til cut-off.
Siden drain-source-motstanden rDS til MOSFET når den er slått på er mye større enn metningsmotstanden rCES til transistoren, og den eksterne dreneringsmotstanden RD også er større enn kollektormotstanden RC til transistoren, vil lade- og utladingstiden av MOSFET er lengre, noe som gjør MOSFET. Bryterhastigheten er lavere enn for en transistor. Men i CMOS-kretser, siden ladekretsen og utladningskretsen begge er kretser med lav motstand, er lade- og utladingsprosessene relativt raske, noe som resulterer i en høy svitsjhastighet for CMOS-kretsen.
Innleggstid: 15. april 2024
